关键词：变换器,功率因数校正,恒功率控制
引言
近年来，功率因数校正（PFC）技术引起了人们的广泛关注。传统的两级PFC电路的主要缺点是成本高以及控制电路复杂。单级功率因数校正（SSPFC）变换器[1][2][3][4]，将PFC级和DC/DC级结合在一起大大降低了成本。然而，SSPFC变换器在负载变轻时存在直流母线电压过高的问题。文献[2]采用反馈线圈虽然降低了直流母线电压，但却减小了线电流的导通角，从而增加了总谐波畸变（THD）。
为了解决上述问题，确保在负载变化时降低直流母线电压和减少THD，本文提出了一种具有恒功率控制的SSPFC变换器。能量直接传递方式使得该电路在没有减小线电流导通角的情况下降低了直流母线电压。恒功率控制使得变换器的输出在输出电压高的时候可以看成电压源，在输出电压低的时候可以看成电流源，并且当输出电压在一定范围内变化的时候，输出功率近似恒定。
1电路工作原理
单级功率因数校正电路的原理图如图1所示。它实际上是由一个Boost变换器和一个flyback变换器组合而成的。Boost变换器工作在DCM模式，在占空比和频率恒定的情况下可以达到功率因数校正的目的。flyback变换器可以工作在DCM或CCM模式。
为了分析方便，假定整流电压在一个开关周期中为定值，电容CB足够大使得电压VB基本恒定，flyback变压器视为理想变压器，在原边并联励磁电感Lm，flyback变换器工作在CCM模式。则该电路有3种工作模式如图2所示，主要工作波形如图3所示。
工作模式1（t0－t1）t0时刻开关S导通，直流母线电压VB加在励磁电感Lm上，由于flyback变换器工作在CCM模式，则电流im线性上升可表示为
im=VB/Lm(t－t0)＋im(t0)（1）
而电感Lb工作在DCM模式，电流iLb由零线性上升，其表达式为
iLb=|Vin|/Lb(t－t0)（2）
开关S上流过的电流可表示为
isw=iLb＋im（3）
由于二级管Df反向偏置，所以线圈Ns和Np上没有电流流过。
工作模式2（t1－t2）开关S在t1时刻关断，二极管Df正向偏置，励磁电感Lm上的电压为nVo(其中n=Np/Ns)，则电流im线性下降可表示为
im=－nVo/Lm(t－t1)＋im(t1)（4）
开关S上的漏源电压VDS为VB＋nVo，电感Lb上的电流iLb流过线圈Np和电容CB线性下降，其表达式为
iLb=－(VB+nVo-|Vin|)/Lb(t－t1)＋iLb(t1)（5）
因此，原边线圈Np和副边线圈Ns上流过的电流可分别表示为
ip=iLb＋im（6）
is=nip=n(iLb＋im)（7）
由式（7）可以看出副边电流由两部分组成，负载不但从励磁电感Lm上获取能量而且直接从电感Lb上获取能量，这就意味着一部分能量可以不经过储能电容CB而直接传递给负载，因此，大大提高了效率并且降低了直流母线电压。
工作模式3（t2－t3）t2时刻电流iLb下降到零，二极管Db反向偏置，励磁电流继续以斜率nVo/Lm线性下降直到t3时刻开关S再次导通。此时原边线圈Np和副边线圈Ns上的电流可分别表示为：
ip=im（8）
is=nip=nim（9）
2恒功率控制方法
图4给出了恒功率控制的框图，图中KVV和KIIo分别为电压采样值和电流采样值，通过电阻R3及R4的分压得到第一个运放的正向输入端电压为＋，信号放大后得到运放的输出端电压为，这一点的电压和第二个运放的反向输入端电压相等，根据运放的虚短特性，得到第一个运放的输出电压与第二个运放的正向输入端电压相等，即=Vref，由此可得到式（10）。
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